캐리어 진동
캐리어 진동
발진, 변조(정보) 신호의 스펙트럼이 경로를 따라 전파하기에 적합한 고주파수 범위로 이동합니다. 수신-송신(또한 참조 변조 진동).
물리적 백과사전. 5권으로. - M.: 소련 백과사전. 편집장 A. M. Prokhorov. 1988 .
다른 사전에 "CARRIER VIBRATION"이 무엇인지 확인하십시오.
진동 및 매개변수(진폭, 위상, 주파수, 지속 시간 등)는 시간이 지남에 따라 변경됩니다. 이 개념은 또한 공간에서 매개변수가 변경되는 진동으로 확장되며 공간적으로 변조된 진동에 대해 말합니다.... ... 물리적 백과사전
변조 기술 p 아날로그 변조 AM SSB FM(FM) Chirp FM(PM) SCM 디지털 변조 AMn ... Wikipedia
송신 안테나의 입력에 공급되는 무선 신호를 생성하는 장치입니다. 일반적으로 여기기(높은 안정성을 갖춘 필요한 주파수의 발진 발생기), 전력 증폭기 및 변조기(캐리어 발진을 변조하는 장치… 기술백과사전
주파수 변조를 예로 들면, 반송파는 반송파, 신호는 변조 신호, 출력은 주파수 변조의 실제 결과입니다. 반송파 신호는 프로세스 중에 하나 이상의 매개변수가 변경될 수 있는 신호입니다... ... Wikipedia
반송파 신호는 변조 프로세스 중에 하나 이상의 매개변수가 변경될 수 있는 신호입니다. 매개변수 변경 정도는 정보(변조) 신호의 순간값에 따라 결정됩니다. 통신사로서 다음과 같은 일이 가능합니다... ... Wikipedia
메시지(신호)가 한쪽(전용) 측 주파수 대역에서만 전송되는 전기 진동 제어. 주로 단측파대 통신(단측파대 통신 참조), 무선 원격 측정 등에 사용됩니다. 위대한 소련 백과사전
300MHz ~ 3000GHz(마이크로파 범위)의 전파 범위에서 작동하도록 설계된 무선 수신 장치입니다. 마이크로파 전파는 작동 범위에 따라 데시미터파, 센티미터파, 밀리미터파의 마이크로파 전파로 구분되며 방식도 다릅니다.... 물리적 백과사전
전기 시스템 열린 공간에서 전파되는 자연 전파를 포착하도록 설계된 회로, 노드 및 블록. 또는 예술, 그 기원과 그 안에 포함된 콘텐츠의 사용을 보장하는 형태로의 변형... ... 물리적 백과사전
GOST 19619-74: 무선 원격 측정 장비. 용어 및 정의- 용어 GOST 19619 74: 무선 원격 측정 장비. 용어 및 정의 원본 문서: 34. 객체에 대한 원격 측정 시스템의 적응 객체에 대한 적응 E. 객체에 대한 원격 측정 시스템의 적응 자동 프로세스... ... 규범 및 기술 문서 용어에 대한 사전 참고서
무선 공학에서 정보를 전송하기 위해 전파가 사용됩니다. 고주파 전자기 진동은 안테나 장치를 사용하여 효과적으로 방출될 수 있고 공간에서 전파될 수 있습니다.
전송된 정보는 어떤 방식으로든 고주파(캐리어) 진동에 포함되어야 합니다. 이는 변조를 사용하여 수행됩니다. 변조는 전송된 메시지의 법칙에 따라 반송파 매개변수가 변경되는 것입니다. 일반적으로 변조는 고주파 진동이 공간에서 전파되는 능력에 영향을 미치지 않습니다.
가장 일반적인 경우 변조된 신호는 진동으로 표현될 수 있습니다.
a(t)=Am(t)cos[Ωt+ψ(t)]=Am(t)cosθ(t), (15.37)
진폭은 에또는 전송된 메시지의 법칙에 따라 위상 Φ가 변경됩니다.
만약에 에ψ가 상수 값인 경우 이 표현은 어떠한 정보도 포함하지 않는 단순한 조화 캐리어 진동을 나타냅니다.
두 매개변수 중 어느 것이 변경되는지에 따라 - 진폭 에또는 각도 θ - 변조에는 진폭과 각도라는 두 가지 주요 유형이 있습니다.
각도 변조는 다시 주파수 변조와 위상 변조로 구분됩니다. 이 두 가지 유형의 변조는 서로 밀접하게 관련되어 있으며 이들 간의 차이점은 특성에서만 나타납니다.
동일한 변조 법칙 하에서 각도 θ의 시간 변화.
무선 공학에 사용되는 대부분의 신호의 경우, 변조 중에 무선 신호의 매개변수가 매우 느리게 변경되어 고주파 발진의 한 주기 내에서 정현파로 간주될 수 있다는 것이 특징입니다. 따라서 기능 Am(t), ψ(t), θ(t)천천히 변하는 시간의 함수로 간주될 수 있다.
변조된 진동은 일반적으로 주기적이지 않으며 준고조파, 거의 주기적인 함수로 분류됩니다. 이러한 함수는 삼각함수 계열로 확장될 수 있으며 고조파 구성 요소의 합으로 표시될 수 있으며, 일반적으로 주파수는 배수가 아니며 주파수 조합을 나타내며 조합이라고 합니다. 이러한 계열과 달리 푸리에 계열에는 여러 주파수를 갖는 고조파 구성 요소가 포함되어 있습니다.
L. I. Mandelstam, P. D. Papaleksi, M. V. Shuleikin, V. I. Siforov, I. S. Gonorovsky 및 기타 소련 과학자들의 연구는 변조 진동 이론 개발에 중요한 역할을 했습니다. 가장 완전한 형태로, 변조된 진동의 기본 특성에 대한 엄격한 수학적 공식과 연구를 위한 통일된 방법이 S. M. Rytov의 논문 "변조된 진동 및 파동"(1940)에서 처음으로 제공되었습니다.
진폭 변조(AM)는 구현 및 사용의 용이성으로 인해 가장 간단하고 널리 사용되는 변조 중 하나입니다. AM의 경우 캐리어 진동의 진폭은 다음 형식의 시간 함수입니다.
Am(t) = Am0(l+F(t)],(15.38)
여기서 Am 0은 평균 진폭과 동일한 상수입니다.
F(t)- 변조 신호와 동일한 법칙에 따라 변하는 시간 함수로, 변조 함수라고 합니다.
AM을 구현하는 방법은 일반적으로 무선 전송 장치에 포함된 전자 장치의 전위 변경을 기반으로 합니다. 가장 간단한 경우, 고주파 전압이 인가되는 저항이 변화하는 회로에서 진폭 변조(AM) 전류 발진을 얻을 수 있으며, 변화의 법칙은 변조 함수에 의해 결정됩니다. 유사한 가변 임피던스는 예를 들어 탄소 마이크일 수 있습니다.
분석적으로 AM 진동은 다음 형식으로 표현됩니다.
α(t) = A m0 cos( 티+ ). (15.39)
고조파(단일 톤) 변조의 경우
F(티)=엠코스 (Ω 티+ Φ0), (15.40)
AM 진동에 대해 우리는
어디 티- 변조 계수;
Ω - 변조 주파수.
변조 인자 티전송된 신호의 강도에 비례하여 변조 깊이라고도 합니다. AM 진동의 진폭이 음의 값을 갖지 않는 경우. 이러한 변조를 왜곡되지 않은 변조라고 합니다(그림 15.14, a). ~에 중>1 값 오전(t)어떤 시간 간격에서는 음수가 되어(그림 15.14.6) 진동 포락선의 왜곡과 관련된 과변조가 발생합니다. 이를 방지하기 위해 변조 계수는 1을 넘지 않도록 선택됩니다.
왜곡되지 않은 변조의 경우 AM 진동의 진폭은 에분 = 1개월(1 -티)최대 A mmax =A mo (1 + m). 이 경우 변조계수는 최대 증분의 비율로 구할 수 있다. ΔAt평균값 A m0에 대한 진동의 진폭:
가장 단순한 고조파 신호로 변조된 경우에도 AM 발진은 수많은 고조파 성분으로 구성된 복잡한 신호라는 점에 유의해야 합니다. . 이 기능은 1913년에 확립되었습니다. . 모스크바 교수 N.N. . Andreev, 그리고 M의 작품을 자세히 연구했습니다. . V. 슈레이키나(1916) . 그럼에도 불구하고 한때(1930년) 미국 과학자 플레밍(Fleming)은 광범위한 실제 결론을 통해 AM 진동의 추가 고조파 성분의 "현실"에 대한 논의를 제기했습니다. 그는 AM 진동(15.39)의 시간적 표현은 실제 상황을 반영하며 그 스펙트럼 표현은 수학적 허구라고 주장했습니다. Fleming에 따르면 실제로는 추가 주파수가 없고 반송파 주파수만 실제이므로 AM 발진 스펙트럼의 폭은 무한히 작고, 수신기의 임의의 작은 대역폭을 정확히 주파수에 맞춰 조정하면 정확한 신호 재생이 가능합니다. 캐리어 주파수. 이것으로부터 에테르의 무한한 치밀화 가능성에 대한 결론이 도출되었습니다.
현재 스펙트럼 표현의 타당성에 대해서는 의심의 여지가 없으며 플레밍의 최종 결론은 순진해 보입니다. 일반적으로 사용되는 상수 매개변수 필터의 경우 AM 신호의 고조파 스펙트럼은 시간 표현만큼 실제적입니다. 스펙트럼 분석기를 사용하여 스펙트럼을 관찰하고 검사할 수 있습니다.
공식 (15.41)에서 다음과 같이 고조파(단일 톤) 진폭 변조를 사용합니다.
여기서 첫 번째 항은 주파수 Ωn의 캐리어 진동을 나타냅니다. 두 번째와 세 번째 항은 진폭 변조 과정에서 나타나는 새로운 고조파 성분에 해당합니다. 이는 변조의 산물이며 측고조파라고 합니다. 이러한 진동(Ω n + Ω) 및 (Ω n -Ω)의 주파수를 측면 주파수(각각 상위 및 하위 측면 주파수)라고 합니다. 이러한 구성요소의 진폭은 동일하며 변조 깊이에 따라 달라집니다. (쌀. 15.15,a), 그 위상은 캐리어 진동의 위상에 대해 대칭입니다. 계수가 낮을수록 티,측면 구성 요소의 진폭이 작을수록 티=0 누락되었습니다.
변조 신호가 복잡한 경우
그런 다음 각 고조파 구성 요소는 한 쌍의 측면 주파수를 제공합니다.
결과는 반송파 주파수 Ωn에 대해 대칭적으로 위치한 두 개의 주파수 대역으로 구성된 스펙트럼입니다. 반송파의 양쪽에 위치한 이러한 주파수 대역을 측파대라고 합니다. 즉, 위쪽 및 아래쪽 측파대입니다(그림 15.15.6).
변조 신호(변조 함수)의 스펙트럼과 해당 AM 진동을 비교하면 AM 진동의 상위 측파대 스펙트럼이 변조 신호의 스펙트럼과 유사하다는 결론을 내릴 수 있습니다. 유일한 차이점은 주파수 축을 따라 Ωn만큼 이동한다는 것입니다. AM을 사용하면 변조 신호의 스펙트럼만 주파수 축을 따라 변환됩니다.
변조 신호의 주파수 대역이 최대 주파수 ymax 이상으로 제한되면 해당 AM 신호는 스펙트럼(그림 15.15.6 참조)을 갖게 되며 그 폭은 두 배 더 커집니다.
TV 신호의 경우(예: MHz) 
MHz.
여러 무선 전송 장치가 이 주파수 범위에서 동시에 작동하는 경우 중첩으로 인한 수신 중 간섭을 피하기 위해 가장 가까운(주파수 규모에서) 방송국의 반송파 주파수가 최소 로 서로 분리되어야 합니다.
AM 신호가 차지하는 주파수 범위가 다소 넓은 것이 이러한 유형의 변조의 단점입니다. AM의 다른 심각한 단점으로는 잡음 내성이 좋지 않다는 것입니다. 그리고무선 송신기의 효율성이 낮습니다. 이러한 단점은 다른 유형의 변조, 특히 각도 변조를 사용하면 제거되거나 크게 줄어듭니다.
AM 진동의 특별한 경우는 일관성 있는 직사각형 무선 펄스의 시퀀스입니다(그림 15.11). 이러한 변동을 조작이라고 합니다. 진폭, 위상 및 주파수 편이 키 신호가 각각 구별됩니다.
대역 통과 디지털 변조 신호 복조기의 캐리어 발진(CV) 복구 시스템은 기준 고조파 발진을 생성하도록 설계되었으며, 그 위상은 복조된 신호가 형성되는 기반이 되는 캐리어의 위상과 일치합니다.
이미 지난 세기 30년대에 FM-2 신호가 가장 높은 잡음 내성을 가지고 있다는 것이 분명해졌습니다. 전송 시스템에서 이러한 신호를 사용하려면 동기 검출기의 작동에 필요한 복조기의 반송파(기준) 발진을 복원하는 문제를 해결해야 했습니다. 그 해에 그것은 제안되었습니다 주파수 체배를 이용한 반송파 발진 회복 회로 2만큼(그림 13.1).
FM-2의 경우. 승산 나는신호 배열에 의해 지정됩니다(그림 11.1). 채널 기호:
"약하게" 필터링된 펄스는 수십 년 동안 사용되어 왔습니다. 에이(티), 이는 일정 기간 동안 P-펄스와 모양이 비슷했습니다. 티
(13.2)
주파수에 2를 곱한 후 신호로 에스 1 (티) 및 신호 에스 0 (티) 주다 
. 노치 필터의 중간 통과대역 주파수는 2입니다. 에프 0 . 간섭을 줄이도록 설계되었습니다. 2로 주파수 분배기는 두 가지 가능한 기준 진동 중 하나를 생성할 수 있습니다.
사례 1: 
사례 2:
결과는 분배기 회로의 초기 조건에 따라 달라지므로 두 가지 진동이 모두 가능합니다. 기준 진동은 다음과 같다고 합니다. 위상 불확실성약 180°.
사례 1에서는 최적의 신호 복조를 위한 알고리즘이 구현됩니다.
FM-2. 경우 2의 경우 곱셈기의 출력과 정합 필터 및 샘플러의 전압은 경우 1의 전압과 반대가 됩니다. 결정 회로는 역 결정을 내립니다. 즉, 1 대신 0을 생성하고 그 반대의 경우도 마찬가지입니다. 이러한 현상을 역(역)복조 로봇이라고 한다. 복조기 작동 중에 발진에서 무작위 점프와 같은 전환이 발생하는 것으로 나타났습니다. 유 op1 ( 티) 진동에 유 op2 ( 티) 그리고 그 반대도 마찬가지입니다.
FM-4 신호 복조기에서는 평균 통과대역 주파수가 4인 필터인 4의 주파수 승수를 사용해야 합니다. 에프 0 및 주파수 분배기 4. 주파수 분배기 이후 기준 진동 중 하나가 발생하며, 이는 90°씩 위상이 다릅니다. 90° 정도의 기준 진동 위상에는 불확실성이 있습니다.
차(상대) 코딩을 사용하면 복조기의 기준 발진 위상에서 불확실성이 나타나는 것을 제거할 수 있습니다. 이러한 전송 방식을 위상차(상대 위상) 변조라고 합니다.
지수화를 이용한 VN 시스템은 위에서 논의되었습니다. 그러나 펄스 진폭이 에이(티)은 직사각형 모양에 가깝습니다. 요즘에는 Nyquist 펄스가 사용됩니다 - 상당히 부드러운 모양의 펄스 에이(티). 이 펄스 형태에서는 지수화를 사용하는 VN 시스템이 제대로 작동하지 않습니다.
동기 검출기의 작동에는 기준 진동이 필요합니다(그림 13.2). FM-2 신호가 감지기 입력에 도달하도록 합니다. 채널 기호가 설명되어 있습니다.
발전기의 진동 위상이
Dj만큼 입력 신호의 반송파 위상과 다르면 동기 검출기의 출력 신호는 곱셈기 cosDj를 수신합니다.
최대 코사인 값은 1과 같고 Dj = 0인 경우에만 달성되므로 위상차가 있으면 검출기 출력에서 신호 레벨이 감소합니다. Dj = p/2이면 검출기 출력에 신호가 전혀 없습니다.
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요즘 HV 시스템은 위상 자동 주파수 제어 시스템(PLL) (그림 13.3) 신호 스펙트럼에 반송파가 없을 때 작동할 수 있는 특수 위상 오류 검출기가 있습니다. 여기서 VCO는 전압 제어 발진기입니다. 위상 오류 전압 e가 나타나면 이 전압은 VCO에서 생성된 발진의 주파수와 위상을 조정하여 위상 오류의 크기를 줄입니다.
PM-2 신호의 경우 위상 오류 검출기의 구성을 고려해 보겠습니다. 감지기 회로에는 하나 이상의 추가 동기 감지기가 포함되어 있으며 기준 진동은 다음과 같습니다. 
. 동기 검출기의 작동은 투영 계산으로 간주될 수 있음을 상기하십시오. 에스(티) 에 유 op ( 티). 2개의 동기식 검출기는 90° 위상차가 있는 기준 진동을 특징으로 합니다. 따라서 동기 감지기의 출력에서 얻은 전압은 감지된 신호의 직교 성분입니다.
그림에서. 그림 13.4는 진폭이 있는 채널 기호가 복조된 경우 샘플링 시간에 복조된 FM-2 신호의 신호 배열과 계산된 직교 성분을 보여줍니다. 에이: 나– 공통 모드 구성 요소, 큐– 직교 구성 요소. 그림에서. 13.4, 에이기준 위상 오류 Dj = 0; 이 경우 동기 감지기는 다음을 계산합니다. 나 = 에이, 큐= 0. 그림에서 13.4, 비기준 위상 오류 Dj > 0; 이 경우 동기 감지기는 다음을 계산합니다. 나 = 에이×cosDj, 큐 < 0. На рис. 13.4, 다섯기준 위상 오류 Dj< 0; при этом синхронные детекторы вычисляют 나 = 에이×cosDj, 큐 > 0.
우리는 값의 부호를 봅니다. 큐위상 오류에 해당합니다. 즉, 큐 < 0, то Dj >0이고 다음과 같은 경우 VCO의 주파수와 위상을 줄여야 합니다. 큐> 0, 그다음 DJ< 0 и необходимо увеличивать частоту и фазу ГУН. Таким образом, значение 큐위상 오류로 간주될 수 있습니다. e. 하지만 상황은 신호와 함께 큐진폭이 있는 채널 기호를 복조할 때는 그 반대입니다. 에이.
1.1 캐리어 진동 복구 시스템의 구성 및 작동 원리 연구: 신호 제곱 및 Costas 방식을 사용한 방식.
1.2 신호를 제곱하여 HV 시스템의 주요 특성을 측정하고 작동하는 방법을 연구합니다.
2 핵심 포인트
2.1 반송파 발진(CR) 복구 시스템은 기준 고조파 발진을 생성하도록 설계되었으며, 그 위상은 변조된 신호의 반송파 위상과 일치합니다. 즉, HV 시스템은 복조 과정에서 위상 동기화 문제를 해결하도록 설계되었습니다.
위상 동기화의 필요성은 효과적인 복조기가 동기 검출기를 기반으로 구축된다는 사실 때문입니다(그림 1). 발전기 발진 위상 (G) 
입력 변조 신호의 반송파 위상과 일치하지 않습니다. 
, 검출기 출력의 신호 
승수를 얻습니다 
, 어디 
– 입력 신호 반송파와 발생기 진동 사이의 위상차. 코사인의 최대값은 1과 같고 다음 경우에만 달성됩니다. 
, 위상차가 있으면 검출기 출력의 신호 레벨이 감소합니다. 만약에 
, 검출기 출력에 신호가 전혀 없습니다. 또한, 위상차의 변화 
시간이 지남에 따라 신호 스펙트럼이 이동합니다. 
, 이는 받아 들일 수 없습니다.
2.2 AM 신호를 복조하는 경우 위상 고정을 보장하는 것이 가장 쉽습니다. 왜냐하면 이 신호의 스펙트럼에는 반송파 주파수의 구성 요소가 포함되어 있고 이를 복원할 필요가 없기 때문입니다. 기준 발진을 형성하려면 고품질 BPF(대역통과 필터)가 사용되는 AM 신호의 측파대를 억제하는 것으로 충분합니다(그림 2). 필터 출력에서 얻은 진동은 캐리어입니다. 
이는 기존 PLL 시스템의 입력에 공급되어 감지기의 제어 발진기를 동기화합니다. 결과적으로 생성기의 출력에 기준 진동이 나타납니다. 
, 그 위상은 입력 신호의 위상에 영향을 받습니다. 
.
BM, OM 신호 및 모든 유형의 디지털 변조(AM- 중, FM- 중, 월드컵 중, AFM- 중, KAM- 중), 이러한 신호의 스펙트럼에는 반송파 주파수에 성분이 없기 때문입니다. 이러한 상황에서는 캐리어를 복원해야 합니다. 반송파 자체 또는 고조파가 스펙트럼에 나타나도록 변조된 신호의 비선형 변환을 수행합니다. 이러한 조건에서 기준 진동의 형성을 보장하는 시스템을 캐리어 진동 복원 시스템(BV)이라고 합니다.
안에 
일반적으로 VN 시스템은 신호 스펙트럼에서 반송파가 없을 때 작동할 수 있는 특수 위상 검출기를 사용하는 PLL 시스템입니다.
무선 통신 시스템에서는 두 가지 유형의 HV 시스템이 가장 널리 보급되어 있습니다. 즉, 신호를 정수 거듭제곱으로 올린 회로와 코스타스 회로입니다. BM 및 FM-2 신호를 복조하는 경우 동기식 검출기의 HV 시스템 구성 원리를 간단히 보여주는 것으로 충분합니다.
2.3 임의의 법칙에 따라 시간에 따라 위상이 달라지는 BM 신호를 가정해 보겠습니다.
어디 
– 반송파 진폭;
- 1차 신호
– 반송파 주파수
허락하다 
, 그리고 
. 그런 다음 BM 신호를 제곱한 후 반송파의 두 번째 고조파가 스펙트럼에 나타납니다.
식 (2)에 기초하여 BM 신호를 제곱한 후 반송파의 2차 고조파 출현에 대한 결론은 모든 1차 신호에 유효합니다. 
. 그런 다음 좋은 대역 통과 필터를 사용하여 반송파의 두 번째 고조파를 선택하고 이를 PLL 시스템의 입력에 적용할 수 있습니다. 결과적으로, 제어된 발생기에서 나오는 신호의 주파수와 위상은 반송파의 두 번째 고조파의 주파수와 위상에 맞춰지는 경향이 있습니다. 
그리고 
. 기준 발진을 얻기 위해 제어된 발생기의 신호는 2로 주파수 분배기에 공급됩니다(그림 3). 따라서 이 경우 HV 시스템은 쿼드레이터, 대역통과 필터, PLL 시스템 및 주파수 분배기로 구성됩니다.
(3)
어디 
– 무선 펄스 포락선;
- 두 가지 값을 취하는 무선 펄스의 초기 단계: 
, "0"이 전송된 경우 
, "1"이 전송되는 경우.
만약, 라디오 펄스 
제곱하면 BM 신호의 경우처럼 반송파의 두 번째 고조파가 스펙트럼에 나타납니다. 
그리고 
. 즉, 기본 전파 펄스의 초기 위상이 무엇이든 이를 제곱한 후에는 0과 같습니다. 따라서 FM-2 신호를 제곱하면 반송파를 복원하고 "변조 제거"가 모두 가능해집니다. 결과적으로, PM-2 신호를 복조하는 경우의 동기 검출기의 HV 시스템의 설계는 BM 신호를 복조하는 경우와 동일하다. 일반적인 경우에 캐리어를 복원하려면, 즉 FM 신호를 복조하는 경우 중, 신호는 거듭제곱되어야 합니다. 중.
2.5 신호 제곱을 사용하는 HV 시스템의 단점은 간섭이 유용한 신호와 함께 제곱된다는 것입니다. 예를 들어, AWGN을 분산으로 제곱하면 
, 결과는 분산이 있는 Rayleigh 노이즈가 됩니다. 
. 저것들. 오류 신호 회로의 신호 대 잡음비 
크게 감소하여 HV 시스템의 정확도가 저하됩니다. 따라서 직교위상 원리를 기반으로 구축된 더욱 발전된 VN 시스템이 개발되었습니다.
임의의 법칙에 따라 시간에 따라 위상이 달라지는 BM 신호를 가정해 보겠습니다. 이러한 신호의 직교 표현은 다음과 같은 형식을 갖습니다.
직교 분할기를 사용하여 직교 성분과 를 분리하면 위상 오류 값을 계산할 수 있습니다. 
:
(5)
아크탄젠트는 심각한 시스템 오류를 초래할 수 있는 불연속 함수이므로 직교 성분의 곱셈 연산으로 대체됩니다. 결과적으로 위상 오류에 비례하는 신호는 다음과 같습니다.
1차 신호의 제곱으로 인해 발생하는 성분은 제어 회로의 저역 통과 필터를 사용하여 제거되어 오류 신호가 형성됩니다. 
. 이 원리를 바탕으로 구축된 VN 시스템을 Costas 방식이라고 합니다(그림 4).
FM-2 신호를 복조하는 동안 반송파가 복원되는 경우에도 비슷한 계산을 할 수 있습니다. 저것들. 이 경우 VN 시스템은 그림 1의 시스템과 유사한 형태를 갖습니다. 다만, 직교분배기에서는 기존의 저역통과필터 대신 정합필터를 사용하고 스위치와 결정회로로 전체 회로를 보완한 점을 제외하면 그림 4와 같다. 그러나 제시된 시스템은 가장 단순하며 일반적인 FM 신호 복조의 경우 반송파 복구에 적합하지 않습니다. 중, "변조 제거"를 제공하지 않기 때문입니다.
2.6 OM 신호는 BM 신호와 마찬가지로 동기 검출기를 통해서만 처리할 수 있는 것으로 알려져 있습니다. 그러나 BM 신호를 동기식으로 감지하는 동안 반송파를 복원할 수 있다면 OM 신호를 감지하는 경우에는 불가능합니다. 따라서 OM을 사용한 통신 시스템에서는 항상 파일럿 신호가 사용됩니다. OM이 있는 시스템에서 파일럿 신호는 제어된 발진기를 동기화하는 데 사용되는 반송파의 나머지 부분입니다. 저것들. OM이 있는 실제 시스템에서는 캐리어가 완전히 억제되지 않습니다. 그런 다음 AM을 사용하는 시스템에서와 동일한 방식으로 기준 진동이 형성됩니다(그림 2).
파일럿 신호를 전송해야 하는 필요성은 단점으로 간주될 수 있습니다. 왜냐하면 파일럿 신호를 전송하려면 추가 채널 대역폭과 추가 송신기 전력이 필요하기 때문입니다. 그러나 반면에 파일럿 신호가 있으면 HV 시스템의 정확도를 높일 수 있을 뿐만 아니라 클록 및 프레임 동기화, 적응 필터링과 같은 다른 문제를 해결할 수도 있습니다. 따라서 현대의 모든 디지털 통신 시스템은 파일럿 신호를 사용합니다. 이 경우 직교위법 원리에 따라 구축된 HV 시스템이 사용됩니다.
진폭 변조 진동은 다음 식으로 설명됩니다. 너(티) = U(t)cos(2nf 0 t + fo). 반송파 발진의 초기 위상이 0(Φ 0 = 0)이고 변조 메시지가 고조파 발진의 형태를 갖는다고 가정해 보겠습니다. s(/) = UQcosQt진폭?/n, 주파수 Q = 2nFM초기 단계는 0입니다.
왜곡되지 않은 변조로
어디 그리고 그들은 말한다- 무음 모드의 진폭 값, 즉 $(/) = = 0에서; A-스케일 팩터; |C/(/)| ? 1.
음조(고조파) 변조를 사용하면 무선 신호가 다음 형식으로 기록됩니다.
어디 티- 변조 계수(깊이) (티 = oUq/U^); 왜곡되지 않은 고조파 AM의 경우 다음이 필요합니다. 티
AM 신호의 진폭 스펙트럼은 반송파 주파수에 비해 짝수 대칭을 가지며, 위상 스펙트럼은 반송파 발진의 초기 위상에 비해 홀수 대칭을 갖습니다. 변조된 신호 스펙트럼의 변조 구성 요소는 주파수 근처의 동일한 측파대에서 대칭입니다. 진폭을 변경하는 과정에서 변조 주파수의 주기 에프엠반송파 주파수의 주기보다 상당히 길기 때문에 변조된 캐스케이드의 작동 모드인 무음, 최대, 최소 및 변조가 고려됩니다. 안에 무음 모드진폭 변조가 없으며 유(티) = U0. 안에 최대 모드진동 진폭 Umax = (1 + 티)?/ 최대 전력은 (1 + 티) 2자동 모드에서 전력의 배: P최대 = (1 + 티) 2R"0L. 안에 최소 모드진동 진폭 우민= (1 - 최소 전력 Pmin = (1 - t) 2R MOL. 안에 변조 모드진동의 진폭은 조화 법칙에 따라 변합니다. 순간 전력은 변조 전압의 제곱에 비례하여 달라집니다. 피(티) = (1 + + mcosCU) 2 변조 기간 동안의 Pu 평균 전력 R 모드 = = (1 + t 2 /2)P 몰. 100% 변조 시 R 최대= 4R 몰; Rt1P= 0; 사람 = (3/2 )P 몰.
정보 신호의 스펙트럼이 성)주파수 대역에 균일하게 분포된 경우 티= 100% 스펙트럼 AM 신호의 전력 밀도는 그림 1에 표시된 것처럼 반송파 주파수 주위에 대칭으로 위치한 측파대를 차지합니다. 1.6. AM의 PSD 신호가 차지하는 주파수 대역은 2입니다. 페이스북.~에 티= 100% 변조된 신호의 고주파 전력 절반이 반송파 주파수의 이산 스펙트럼 구성 요소에 집중됩니다. R 말하길,나머지 부분은 두 개의 측면 줄무늬로 되어 있습니다. R 놀 /4각각.
쌀. 1.6. 주파수 대역의 기저대역 신호를 사용한 AM 진동의 전력 스펙트럼 FH...FB 펄스 진폭 변조를 사용하면 무선 신호의 주요 매개 변수는 다음과 같습니다. 너(티)반송파 주파수 //, 무선 펄스 포락선의 지속 시간 t, 반복 주기 티피 fn 펄스 시퀀스의 고주파수 채우기의 초기 단계. 주기적인 무선 펄스 시퀀스의 푸리에 진폭 스펙트럼은 주파수 간격을 따라 이어지는 개별 스펙트럼 구성 요소로 구성됩니다(그림 1.7). Fn = /Т.봉투 A(에프)반송파 주파수에 대해 대칭이며 법칙에 따라 달라집니다. 어디 x = l(/-/ 0)t/G. 진폭 스펙트럼의 메인 로브의 첫 번째 0 사이에서 주파수 간격은 2/t이고 주파수에 대해 대칭으로 위치합니다. f-J큐. 불안정한 반송 주파수를 사용하여 연속 고조파 진동의 진폭을 주기적으로 조작하여 무선 펄스가 형성되면 무선 펄스의 초기 위상이 변동됩니다. 따라서, 조작 신호의 소스가 동일한 초기 위상을 부과하는 경우 시퀀스 스펙트럼의 개별 구성요소의 주파수는 반송파 주파수 Uo에 대해 대칭입니다. 쌀. 1.7. 반복률에서 직사각형 포락선을 갖는 일련의 무선 펄스의 진폭 스펙트럼 Fn
= 10MHz 및 고주파수 채우기 주파수^ = 100MHz 동시에 존재하는 안정된 주파수의 그리드를 형성할 때 고조파 발생기에 사용됩니다. 각도 변조를 사용하면 무선 신호의 진폭이 일정합니다. 유 = = U0.위상 변조와 주파수 변조의 차이는 메시지 $(/)와 무선 신호의 위상 f(/) 변화 사이의 대응 법칙에서만 나타납니다. FM cp(/) = ~로(t),그리고 월드컵 기간 동안
입력 변조 신호가 고조파 형태를 갖는 경우 초(0 = 유 cos Q/이면 왜곡되지 않은 위상 변조를 사용하여 무선 신호는 다음과 같은 형식을 갖습니다. 어디 t 9- 위상 변조 지수. 위상 변조 지수는 공식에 의해 결정됩니다
위상 변조기의 변조 특성의 기울기는 어디에 있습니까? 위상 변조 지수는 고조파 변조 신호의 위상 편차의 진폭(피크 대 피크의 절반)을 나타냅니다. 톤 위상 변조가 있는 신호의 주파수는 /(/) = 7о - m v QsinQ/ 법칙에 따라 달라집니다. 동일한 고조파 신호로 왜곡되지 않은 주파수 변조가 수행되면 주파수 변조된 무선 신호는 다음과 같은 형식을 갖습니다. 어디 티 c - 주파수 변조 지수. 주파수 변조 지수는 공식에 의해 결정됩니다
주파수 변조기의 변조 특성의 기울기는 어디에 있습니까? 주파수 변조 지수는 변조 주파수 Q에 대한 주파수 변조 신호 DSO의 반송파 주파수 편차의 비율입니다. t sh= Dso/P. 법칙(1.4)에 따른 FM 신호는 진폭 스펙트럼의 이산 성분에 대한 푸리에 급수로 표현될 수 있습니다.
어디 Jn(mJ -제1종 차수의 베셀 함수 N논쟁에서 t와 J_(mJ = 따라서 톤각 변조가 있는 푸리에 신호의 진폭 스펙트럼은 진폭이 있는 반송파 주파수에서 이산 성분을 갖습니다. UQJ0(mJ측파대는 0 ± lP의 주파수에서 대칭적으로 위치한 이산 성분으로 구성되며, 그 진폭은 UoJ(mJ해당 숫자의 베셀 함수 값에 비례합니다. 피. 월드컵 지수가 작은 경우 (티"" 1) 그러면 J0(mJ *1, J(mJ * mJ2,Jn(mJ* 0 N> 2. 이 경우, 주파수 변조된 신호의 진폭 스펙트럼은 AM에서와 같이 반송파 주파수를 기준으로 대칭적으로 위치한 두 개의 측면 성분을 갖습니다. 진폭 변조 신호의 스펙트럼과 비교했을 때 차이점은 주파수 с0 + П의 성분 위상이 주파수 со - П의 성분 위상과 반대라는 것뿐입니다. FM 지수가 작지 않으면 |S U (/)I 스펙트럼이 차지하는 주파수 대역이 증가합니다. 그림에서. 그림 1.8은 변조 지수 = 5인 주파수 변조 신호의 스펙트럼을 보여줍니다. 이 그림에서 반송파 주파수와 이에 대칭인 주파수의 구성 요소를 볼 수 있습니다. f 0 ± nF·M있을 수도 있다 다른 의미함수의 값에 따라 다르지만 반송파 주파수로부터 크게 디 튜닝되어 대략적으로 피 > 티 w,단조롭게 감소합니다. 만약에 너 " 1을 참조하면, 두 배로 늘어난 스펙트럼 폭(점유 주파수 대역)은 경험적 관계에 의해 추정될 수 있습니다. 각도 변조는 점유된 주파수 대역 외부에서 원치 않는 대역 외 변조의 출현으로 이어집니다. 쌀. 1.8. 반송파 주파수에서 고조파 FM이 있는 신호의 진폭 스펙트럼/ 0
= 100MHz, 변조 주파수F4 =
1MHz 및 주파수 변조 지수t 초 =
5
쌀. 1.9. 메시지 파형성
) 및 고주파수 FM-2 신호 m(/) 방출(VMI): 톤(고조파) FM에 대한 진폭 스펙트럼 t sh»1은 반송파 주파수로부터의 디튜닝이 점유된 FM 주파수 대역의 2배인 경우 약 30dB만큼 감소합니다. 2레벨 위상 편이 키잉 FM-2를 사용하는 신호는 다음과 같은 급격한 위상 변화를 특징으로 합니다. ±n/2는 전송된 심볼 s(/)의 논리 레벨이 변경되는 순간의 반송파 발진 위상에 상대적입니다(그림 1.9). FM-2 신호 변조기에서는 조작 순간이 출력 신호의 순간 값 전환과 일치하도록 조치가 취해집니다. 너(티)신호의 순간 값에 점프가 없기 때문에 0을 통해 너(티) IUI 수준을 줄입니다. FM-2 무선 신호의 진폭 스펙트럼의 포락선이 그림 1에 나와 있습니다. 1.10. 꽃잎 구조를 가지고 있습니다. 디지털 통신 회선의 필요한 대역폭과 거의 동일한 메인 로브의 너비는 다음과 같습니다.
여기서 t는 기본 펄스의 지속 시간입니다. 점유된 주파수 대역 외부에서는 VMI 레벨이 감소합니다. 첫 번째 사이드 로브 레벨은 메인 레벨보다 13.2dB 낮고, 두 번째 사이드 로브 레벨은 22dB, 먼 로브의 최대값은 6dB 감소합니다. 2/t마다 반송파 주파수에서 디튜닝됩니다. VMI 레벨을 줄이고 인접 주파수 대역의 간섭을 줄이기 위해 필요한 최소 주파수 대역을 통과하도록 구성된 주파수 필터가 사용됩니다. 그러나 PM-2(i에 의한 위상 조작)를 사용하여 입력 발진의 위상을 반대 위상으로 변경하면 회로 시간에 의한 조작 순간에 비해 지연되는 시간에 이러한 필터의 출력에서 진폭이 0으로 떨어지게 됩니다. 끊임없는 Tk(그림 1.11). 그 이유는 댐핑을 부과하기 때문입니다. 쌀. 1.10. FM-2 무선 신호의 진폭 스펙트럼 포락선(곡선1)
및 MFM(곡선2)
동일한 전송 속도로 이전의 위상을 갖는 하강 진동 및 현재 하위 펄스의 위상을 갖는 상승 진동. 이러한 진폭 변화의 지속 시간은 필터 통과대역의 역수입니다. 다중 레벨 위상 키잉(PM-LO)이 포함된 신호를 사용하는 경우 필터 출력의 진폭 변조 깊이는 대역통과 필터의 출력에서 이전 및 후속 하위 펄스의 위상 조합에 따라 달라집니다. 전송된 심볼이 무작위로 교대되면서 다음 레벨 단계가 이전 단계와 일정량만큼 다를 경우 이러한 상황을 제거하기 위한 방법이 개발되었습니다(6장 참조). 최신 이동 통신 시스템은 위상 중단 없이 최소 주파수 편이 변조(MFM) 신호를 사용합니다. MFM 유형 신호의 최소 주파수 편차는 2배입니다. 쌀. 1.11. P PM-2 대역을 갖는 1차 대역통과 필터의 출력에서 PM-2 신호의 진폭 변조 쌀. 1.12. 주파수 편이 변조 신호의 오실로그램너(티)
연속상으로 전송 비트 전송률보다 낮습니다. 이러한 신호의 오실로그램의 예가 그림 1에 나와 있습니다. 1.12, 변조기의 작동은 장에서 논의됩니다. 6. MFM 신호의 VMI 레벨(그림 1.10 곡선 참조) 2)
FM-2보다 훨씬 빠르게 주 변조 스펙트럼 외부에서 감소합니다. 연속 위상에서도 주파수 조작으로 인해 필터 출력에서 원치 않는 진폭 변화가 발생합니다. 대역 통과 필터의 출력에서 연속 위상을 갖는 주파수 편이 변조 신호의 오실로그램 예가 그림 1에 나와 있습니다. 1.13. 고전적인 변조 유형(진폭만 및 각도만) 외에도 균형 변조(BM) 및 BBP 변조와 같은 결합 유형의 변조가 사용됩니다. 쌀. 1.13. BM을 사용하면 기존 진폭 변조에 비해 반송파 주파수가 완전히 억제되고 주파수가 주파수에 대해 대칭이 됩니다. f 0측면 줄무늬가 남아 있습니다. 변조하는 경우 푸리에 옆에 제출하는 것을 망설임 푸- 변조 주파수 스펙트럼의 낮은 주파수, 균형 변조된 신호는 다음 형식으로 쓸 수 있습니다. 균형 잡힌 변조는 변조 및 캐리어 진동의 순간 값을 곱하여 수행됩니다. 균형 변조의 장점은 반송파의 전력을 억제하여 총 전자기 전력을 줄이는 것입니다. 점유 주파수 대역은 진폭 변조 진동이 점유한 대역과 일치하며 변조 주파수 스펙트럼의 상한 주파수에 의해 결정됩니다.
OBP 변조는 반송파 주파수의 스펙트럼 성분뿐만 아니라 측파대 중 하나도 억제된다는 점에서 다릅니다. OBP를 변조할 때의 출력 신호는 다음 형식으로 작성할 수 있습니다.
상단 사이드바가 선택된 경우. 하단 사이드바를 선택하면 괄호 안의 "+" 기호가 "-" 기호로 대체됩니다. 때때로 이러한 유형의 변조를 단측파대 진폭 변조 또는 미러 채널과 반송파가 억제된 변조라고 합니다. OBP 변조의 회로 구현은 변조 신호 $(/)와 반송파 발진의 곱을 기반으로 합니다. 너 0 (티) 4개의 믹서에서 기준 발진은 0, 90, 180 및 270만큼 위상 편이가 다릅니다. e. 위상 교대의 직접적인 순서로 채널의 출력 발진을 쌍으로 합산한 후 상위 대역 및 반송파 발진을 보상합니다. 가 얻어지고, 역순으로 하측파대와 반송파 발진이 보상됩니다. OBP 변조 신호가 차지하는 주파수 대역은 AM보다 2배 적으며 변조 주파수 대역인 Pobp와 같습니다. =FB-FH. OBP 변조는 주파수 필터 없이 미러 대역을 억제함으로써 향상된 필터링으로 대역 통과 스펙트럼을 위아래로 변환하기 위해 송수신 신호 생성 및 처리 장비에 널리 사용됩니다. 미러 채널 억제 기능이 있는 믹서 및 변조기는 하위 섹션에서 자세히 설명합니다. 3.4와 6.4. 무선 채널을 통해 정보를 전송하기 위해 OBP 변조를 사용하면 반송파 주파수 값이 수신단에서 정확하게 복원되지 않을 때 재생 오류가 발생하며, 그 결과 변조 신호의 모든 주파수 값이 동일한 절대값을 수신하게 됩니다. 오프셋. 따라서 이러한 경우 캐리어 진동의 나머지 부분은 전체의 5...10% 수준으로 부분적으로 유지됩니다.
나, 어디서
